高频变压器匝数计算
L =(μ* S )/ l * N2
匝数公式的推导过程：
1．磁通量与磁通密度相关公式：
Ф = B * S ⑴
B = H * μ ⑵
H = I*N / l ⑶
2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式：
EL =⊿Ф / ⊿t * N ⑷
EL = ⊿i / ⊿t * L ⑸
由上面两个公式可以推出下面的公式：⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得：N = ⊿i * L/⊿Ф
再由Ф = B * S 可得下式:N = ⊿i * L / ( B * S ) ⑹
且由⑸式直接变形可得：⊿i = EL * ⊿t / L ⑺
联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式:L =(μ* S )/ l * N2 ⑻
这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素)
扩展资料：
线圈计算匝数的注意事项：
1、一个线圈的导线根数不一定就是匝数，只有并绕根数等于1时，一个线圈的导线根数才等于线圈的匝数。
有如下关系： 一个线圈的导线根数一并绕根数×匝数电机定子每槽中的导线数目是指在单层绕组中，每槽导线数等于匝数；在双层绕组中，每槽导线数是匝数的两倍即2x匝数。
2、计算初级线圈和次级线圈的匝数：
磁芯选择为EE-42(截面积1.76mm2)磁通密度为防治饱和取值为2500高斯也即0.25特斯拉, 这样由⑹式可得
初级电感的匝数为: N1= ⊿i * L / ( B * S ) = 2.87 * (0.558*10-3)/0.25*(1.76*10-4)
计算初级电感匝数: N1 ≌ 36 (匝)
同时可计算次级匝数：N2 ≌ 5 (匝)
参考资料来源：百度百科-匝数
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第1个回答 推荐于2017-10-04
1. 基本参数：
交流输入电压最小值 Umin
交流输入电压最大值Umax
电网频率Fa：50Hz 或60Hz
开关频率f：大于20kHz，常用50kHz～200kHz
输出电压Vo
输出功率Po
损耗分配系数Z：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取0.5
电源效率k：一般取75～85%。低电压（5V 以下）输出时，效率可取75%，高压（12V 以上）输出，效率
可取85%；中等电压（5V 到12V 之间）输出，可选80%。
2. 确定输入滤波电容Cin：
对于宽范围交流输入（85～265Vac），C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量
对于 100V/115V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量
对于 230V±35V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取1，即每输出1W 功率，对应1uF 电容量
若采用 100V/115V 交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时C1/Po 的比例系数取2
3. 直流输入电压最小值Vimin 的计算：
in
C
a
O
i kC
t
F
P
V u
⎟ ⎟⎠
⎞
⎜ ⎜⎝
⎛
−
= −
2
2 1
2 2
min min 其中：tc为整流桥的响应时间，一般为3ms
也可以由要求的直流输入电压最小值Vimin 来反推需要的输入滤波电容Cin 的精确值：
(2 )
2
2 1
2
min
2
min i
C
a
O
in k u V
t
F
P
C
−
⎟ ⎟⎠
⎞
⎜ ⎜⎝
⎛
−
=
4. 确定初级感应电压Vor：
对于宽范围交流输入（85～265Vac），初级感应电压Vor 取135V
对于100V/115V 交流固定输入，初级感应电压Vor 取60V
对于230V±35V 交流固定输入，初级感应电压Vor 取135V
5. 确定钳位二极管反向击穿电压Vb：
高温大电流下二极管钳位电压要高于标称值，所以选用 TVS 钳位电压Vb=1.5Vor
对于宽范围交流输入（85～265Vac），钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V
对于100V/115V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取90V
对于230V±35V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V
当功率开关管关断而次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上，感应电压Vor 就与Vi 叠加后加
到开关管漏极上，与此同时初级漏感也释放能量，并在开关管漏极上产生尖峰电压VL。必须给初级增加钳
位保护电路来吸收尖峰电压的瞬间能量，使Vi+Vor+VL 低于开关管漏源的击穿电压Vdsbr。
有经验公式：最大漏源击穿电压 Vdmax>Vimax+1.4x1.5Vor+20V
6. 确定最大占空比Dmax：典型值为67%，在输入电压最小值Umin 时得到
100%
min
max X
V V V
V
D
or i dson
or
+ −
= 其中：Vdson 为开关管漏源导通电压
7. 选取初级纹波电流Ir 与初级峰值电流Ip 的比值Krp：
Krp 是表征开关电源工作模式的重要参数：Krp 的取值范围0～1
Krp=1：Ir=Ip，电流从0 开始上升到峰值Ip，再迅速降到0，为不连续工作模式，存储在高频变压器中的能
量在每个开关周期内都要完全释放掉。
Krp<1：Ir<Ip，电流从一定幅度开始上升到峰值Ip，然后又迅速回0，为连续工作模式，存储在高频变压器
中的能量在每个开关周期内不能完全释放掉。
Krp=0：Ir=0，为理论上的极端连续模式，此时初级电感量Lp 为无穷大，初级开关电流为矩形。
Krp 较小，意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的Ip 和Irms 值较小，此时可选用较
小功率的MOSFET，但要用较大尺寸的高频变压器；Krp 较大，表示连续度较差，此时须采用较大功率
的MOSFET，但可配尺寸较小的高频变压器。在输入电压和输出功率相同时，连续模式的初级电感量大约
是不连续模式的4 倍。设计成连续模式，初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET 和
高频变压器的损耗，提高电源效率。
对于宽范围交流输入（85～265Vac），Krp 最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0
对于100V/115V 交流固定输入，Krp 最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0
对于230V±35V 交流固定输入，Krp 最小值（连续模式）0.6，最大值（不连续模式）1.0
一般可从连续模式时的最小值选起，在迭代计算过程中逐渐增大Krp 值，但不能超过最大值。
8. 计算初级波形的参数：
输入电流的平均值 Iavg：
imin
O
avg kV
P
I =
初级峰值电流 Ip：
(2 )
2
(1 0.5 ) max imin max rp
O
rp
avg
p V D k K
P
K D
I
I
• • −
=
− •
=
初级纹波电流 Ir： Ir=KrpIp
初级有效值电流Irms： ⎟
⎟
⎠
⎞
⎜ ⎜
⎝
⎛
= − +1
3
2
max rp
rp
rms p K
K
I I D
9. 根据 Ip 选择适合的MOSFET 或内置MOSFET 的芯片：
极限电流最小值 Ilimint 应满足： 0.9Ilimit>Ip
这是因为高温时极限电流最小值会减小10%，为使器件有更高的可靠工作范围而留余量。
10. 计算功率开关管结温Tj：
( ) 25
2
1 2
max
2 • + ⎥⎦
⎤
⎢⎣
= ⎡ • + • + j rms dson xt i or ta T I R C V V f R
其中：Rta 为结到器件表面的热阻
Cxt 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组的分布电容，带Cxt 的乘积项代表当交流输入电压
较高时，由于Cxt 在每个开关周期开始时泄放电荷而引起的开关损耗，用Pcxt 表示
在计算时发现 Tj>100℃，就要选用功率较大的MOSFET 或带MOSFET 的芯片
11. 验算 Ip：
Ip=0.9Ilimit
输入新的Krp 值，从最小值开始迭代，直到Krp=1.0，检查Ip 值是否符合要求
12. 计算高频变压器的初级电感量Lp（uH）：一般Z 取0.5，k=0.8
k
Z k k
f
K
I K
L P
rp
p rp
O
p
− +
•
⎟ ⎟⎠
⎞
⎜ ⎜⎝
⎛
• −
= (1 )
2
1
10
2
6
13. 选择磁芯骨架等相关参数：依据功率选择适合的磁芯
高频变压器的最大承受功率Pm与磁芯截面积Sj（cm2）之间的关系： j m S = 0.15 P
依据计算出的磁芯截面积 Sj（cm2），通过查找磁芯的规格书来选择最适合的磁芯，一般可按下表：
输 出 功 率 范
围Po（W）
常规漆包线绕制的铁氧体磁芯型号 三重绝缘线绕制的铁氧体磁芯型号
0～10 EE20 EF20 EEL16/EEL19 EPC25 EPD25 EE16/EE19 EI16/EI19 EFD15 EF16 EPC17
10～20 EE22 EE25 EEL19 EPC25 EPD25 EE19/EE20 EI19/EI22 EPC19 EF20 EPD20
20～30 EE28/EE30 EI30 EF30 EFD30 EPC30 EER28 ETD29 EE24/EE25 EI25/EI28 EF25 EFD25 EPC25
30～50 EE30/EE35 EER28/EER28L/EER35 EI30 ETD29 EI28/EI30 EF30 EER28 ETD29
50～70 EE40 ETD34/ETD39 EER35 EE35 EI35 EER35 ETD34
70～100 EE40/EE45 ETD39 EER40 EE40 EI40 ETD34 EER35
（磁芯的规格书见附表，也可查相关磁芯厂家的产品规格书）
小型化开关电源可选低成本的EE 或EI 型（二者截面积相同）磁芯；多路输出宜采用EFD 型磁芯，因为
能提供较大的窗口以便容纳多个次级绕组；大功率开关电源适配ETD 型（圆中心柱）磁芯；一般不用环
形、POT、RM（罐形）磁芯，因为泄漏磁场较大。
选定磁芯后，查出磁芯以下参数，用于下面的计算：
磁芯有效截面积 Sj（cm2），即有效磁通面积
磁芯的有效磁路长度 L（cm）
磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感 Al（uH/匝2）
骨架宽度 b（mm）
14. 计算次级绕组匝数Ns：
对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V 交流固定输入，Kns 取0.6
对于100V/115V 交流固定输入，Kns 取1
Ns=（Vo+Vf1）Kns 取大整数其中：Vf1 为输出二极管的正向压降
取硅二极管的正向压降为 0.7V，肖特基二极管正向压降为0.4V
15. 选取初级层数d：
为减小漏感，初级层数一般取 d=2，在计算过程中也保证1<d<2，否则要用包裹次级的绕法
16. 计算次级绕组匝数Np：
O f 1
or
p S V V
N N V
+
= • 取大整数
17. 计算每伏匝数：在多路输出时需要计算此值，便于计算其他几路的匝数
1 1
0
O f
S
V V
n N
+
= 其中：Ns 为此路匝数，Vo1 为此路输出电压，Vf1 为此路整流管导通压降
18. 计算其他各路输出的匝数：在多路输出时需要计算出每路输出的匝数
( ) Si 0 Oi fi N = n V +V
19. 计算反馈绕组匝数Nf：Vfb 为反馈绕组需要的输出电压，Vf2 为反馈回路整流二极管的正向压降
1
2
O f
fb f
f S V V
V V
N N
+
+
= •
20. 计算有效骨架宽度be（mm）：骨架宽度为b，安全边距M
be=d（b-2M）
对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V 交流固定输入，M=3mm
对于100V/115V 交流固定输入，M=1.5mm
使用三重绝缘线时，M=0
计算初级导线的外径（带绝缘层）Dpm： Dpm=be/Np
21. 计算并验证初级导线的电流密度J：J=（4～10）A/mm2
2 2 2
1.28
25.4
1000
4
1.27
1980
pm
rms
rms
pm D
I
I
D
J =
⎟⎠
⎞
⎜⎝
• ⎛
=
π
若 J>10A/mm2，应选较粗的导线并配较大尺寸的磁芯和骨架，以使J<10A/mm2
若J<4A/mm2，宜选用较细的导线和较小的磁芯骨架，以使J>4A/mm2，也可适当增加Np 的匝数
若符合 4A/mm2<J<10A/mm2，则在线规表中选用接近的较大直径线规
22. 计算并验证磁芯中的最大磁通密度Bm：
p j
p p
N S
I L
J
100
=
若 Bm>0.3T，则需增加磁芯的很截面积或增加初级匝数，使Bm 在0.2～0.3T 之间
若 Bm<0.2T，就应选择尺寸较小的磁芯或者减小Np 值
23. 计算磁芯的气隙宽度t：单位mm，不留间隙时的等效电感Al=2.4uH/匝匝
⎟ ⎟
⎠
⎞
⎜ ⎜
⎝
⎛
= −
p l
p
j L A
N
t S
1000
1
1000
40
2
π
气隙应加在磁芯的磁路中心处，且大于 0.051mm，若小于此值，需增大磁芯尺寸或增加Np
气隙在0.2～0.4 之间最佳，气隙过大会使漏感增加，造成开关管漏极上的尖峰电压VL 过高
试制时可逐渐增大气隙，安装上线圈测初级电感和漏感，漏感要小于 3%Lp，达到要求后定型
24. 计算留有气隙时磁芯的等效电感Alg：单位uH/ 匝匝
lg 2
p
p
N
L
A =
25. 确定次级参数：这是对单路输出的计算
次级峰值电流： p
S
p
sp p I
N
N
I = nI = •
次级有效电流： ⎟
⎟
⎠
⎞
⎜ ⎜
⎝
⎛
= − • − +1
3
(1 )
2
max rp
rp
srms SP K
K
I I D
输出滤波电容上的纹波电流： 2 2
r1 srms O I = I − I
次级导线最小直径：
J
I
J
D I srms srms
sm 1.13
1000
1980 2.54
1.27
4 = • • =
π
其中：J=5.18A/mm2
当Dsm>0.4mm 时，应采用0.4mm 双线并绕。双线并绕可改善趋肤效应，减小漏感。
次级导线最大外径（带绝缘层）为：
S
sm N
D b 2M
max
−
=
对于多路输出时，也依照上面参数和公式分别计算出每路的峰值电流、有效电流、线径
26. 计算次级整流管的最高反向峰值电压：对多路输出要算出每路的整流管反向峰值电压
p
S
brs O i N
V = V +V • N max
27.本回答被提问者采纳
交流输入电压最小值 Umin
交流输入电压最大值Umax
电网频率Fa：50Hz 或60Hz
开关频率f：大于20kHz，常用50kHz～200kHz
输出电压Vo
输出功率Po
损耗分配系数Z：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取0.5
电源效率k：一般取75～85%。低电压（5V 以下）输出时，效率可取75%，高压（12V 以上）输出，效率
可取85%；中等电压（5V 到12V 之间）输出，可选80%。
2. 确定输入滤波电容Cin：
对于宽范围交流输入（85～265Vac），C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量
对于 100V/115V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量
对于 230V±35V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取1，即每输出1W 功率，对应1uF 电容量
若采用 100V/115V 交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时C1/Po 的比例系数取2
3. 直流输入电压最小值Vimin 的计算：
in
C
a
O
i kC
t
F
P
V u
⎟ ⎟⎠
⎞
⎜ ⎜⎝
⎛
−
= −
2
2 1
2 2
min min 其中：tc为整流桥的响应时间，一般为3ms
也可以由要求的直流输入电压最小值Vimin 来反推需要的输入滤波电容Cin 的精确值：
(2 )
2
2 1
2
min
2
min i
C
a
O
in k u V
t
F
P
C
−
⎟ ⎟⎠
⎞
⎜ ⎜⎝
⎛
−
=
4. 确定初级感应电压Vor：
对于宽范围交流输入（85～265Vac），初级感应电压Vor 取135V
对于100V/115V 交流固定输入，初级感应电压Vor 取60V
对于230V±35V 交流固定输入，初级感应电压Vor 取135V
5. 确定钳位二极管反向击穿电压Vb：
高温大电流下二极管钳位电压要高于标称值，所以选用 TVS 钳位电压Vb=1.5Vor
对于宽范围交流输入（85～265Vac），钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V
对于100V/115V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取90V
对于230V±35V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V
当功率开关管关断而次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上，感应电压Vor 就与Vi 叠加后加
到开关管漏极上，与此同时初级漏感也释放能量，并在开关管漏极上产生尖峰电压VL。必须给初级增加钳
位保护电路来吸收尖峰电压的瞬间能量，使Vi+Vor+VL 低于开关管漏源的击穿电压Vdsbr。
有经验公式：最大漏源击穿电压 Vdmax>Vimax+1.4x1.5Vor+20V
6. 确定最大占空比Dmax：典型值为67%，在输入电压最小值Umin 时得到
100%
min
max X
V V V
V
D
or i dson
or
+ −
= 其中：Vdson 为开关管漏源导通电压
7. 选取初级纹波电流Ir 与初级峰值电流Ip 的比值Krp：
Krp 是表征开关电源工作模式的重要参数：Krp 的取值范围0～1
Krp=1：Ir=Ip，电流从0 开始上升到峰值Ip，再迅速降到0，为不连续工作模式，存储在高频变压器中的能
量在每个开关周期内都要完全释放掉。
Krp<1：Ir<Ip，电流从一定幅度开始上升到峰值Ip，然后又迅速回0，为连续工作模式，存储在高频变压器
中的能量在每个开关周期内不能完全释放掉。
Krp=0：Ir=0，为理论上的极端连续模式，此时初级电感量Lp 为无穷大，初级开关电流为矩形。
Krp 较小，意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的Ip 和Irms 值较小，此时可选用较
小功率的MOSFET，但要用较大尺寸的高频变压器；Krp 较大，表示连续度较差，此时须采用较大功率
的MOSFET，但可配尺寸较小的高频变压器。在输入电压和输出功率相同时，连续模式的初级电感量大约
是不连续模式的4 倍。设计成连续模式，初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET 和
高频变压器的损耗，提高电源效率。
对于宽范围交流输入（85～265Vac），Krp 最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0
对于100V/115V 交流固定输入，Krp 最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0
对于230V±35V 交流固定输入，Krp 最小值（连续模式）0.6，最大值（不连续模式）1.0
一般可从连续模式时的最小值选起，在迭代计算过程中逐渐增大Krp 值，但不能超过最大值。
8. 计算初级波形的参数：
输入电流的平均值 Iavg：
imin
O
avg kV
P
I =
初级峰值电流 Ip：
(2 )
2
(1 0.5 ) max imin max rp
O
rp
avg
p V D k K
P
K D
I
I
• • −
=
− •
=
初级纹波电流 Ir： Ir=KrpIp
初级有效值电流Irms： ⎟
⎟
⎠
⎞
⎜ ⎜
⎝
⎛
= − +1
3
2
max rp
rp
rms p K
K
I I D
9. 根据 Ip 选择适合的MOSFET 或内置MOSFET 的芯片：
极限电流最小值 Ilimint 应满足： 0.9Ilimit>Ip
这是因为高温时极限电流最小值会减小10%，为使器件有更高的可靠工作范围而留余量。
10. 计算功率开关管结温Tj：
( ) 25
2
1 2
max
2 • + ⎥⎦
⎤
⎢⎣
= ⎡ • + • + j rms dson xt i or ta T I R C V V f R
其中：Rta 为结到器件表面的热阻
Cxt 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组的分布电容，带Cxt 的乘积项代表当交流输入电压
较高时，由于Cxt 在每个开关周期开始时泄放电荷而引起的开关损耗，用Pcxt 表示
在计算时发现 Tj>100℃，就要选用功率较大的MOSFET 或带MOSFET 的芯片
11. 验算 Ip：
Ip=0.9Ilimit
输入新的Krp 值，从最小值开始迭代，直到Krp=1.0，检查Ip 值是否符合要求
12. 计算高频变压器的初级电感量Lp（uH）：一般Z 取0.5，k=0.8
k
Z k k
f
K
I K
L P
rp
p rp
O
p
− +
•
⎟ ⎟⎠
⎞
⎜ ⎜⎝
⎛
• −
= (1 )
2
1
10
2
6
13. 选择磁芯骨架等相关参数：依据功率选择适合的磁芯
高频变压器的最大承受功率Pm与磁芯截面积Sj（cm2）之间的关系： j m S = 0.15 P
依据计算出的磁芯截面积 Sj（cm2），通过查找磁芯的规格书来选择最适合的磁芯，一般可按下表：
输 出 功 率 范
围Po（W）
常规漆包线绕制的铁氧体磁芯型号 三重绝缘线绕制的铁氧体磁芯型号
0～10 EE20 EF20 EEL16/EEL19 EPC25 EPD25 EE16/EE19 EI16/EI19 EFD15 EF16 EPC17
10～20 EE22 EE25 EEL19 EPC25 EPD25 EE19/EE20 EI19/EI22 EPC19 EF20 EPD20
20～30 EE28/EE30 EI30 EF30 EFD30 EPC30 EER28 ETD29 EE24/EE25 EI25/EI28 EF25 EFD25 EPC25
30～50 EE30/EE35 EER28/EER28L/EER35 EI30 ETD29 EI28/EI30 EF30 EER28 ETD29
50～70 EE40 ETD34/ETD39 EER35 EE35 EI35 EER35 ETD34
70～100 EE40/EE45 ETD39 EER40 EE40 EI40 ETD34 EER35
（磁芯的规格书见附表，也可查相关磁芯厂家的产品规格书）
小型化开关电源可选低成本的EE 或EI 型（二者截面积相同）磁芯；多路输出宜采用EFD 型磁芯，因为
能提供较大的窗口以便容纳多个次级绕组；大功率开关电源适配ETD 型（圆中心柱）磁芯；一般不用环
形、POT、RM（罐形）磁芯，因为泄漏磁场较大。
选定磁芯后，查出磁芯以下参数，用于下面的计算：
磁芯有效截面积 Sj（cm2），即有效磁通面积
磁芯的有效磁路长度 L（cm）
磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感 Al（uH/匝2）
骨架宽度 b（mm）
14. 计算次级绕组匝数Ns：
对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V 交流固定输入，Kns 取0.6
对于100V/115V 交流固定输入，Kns 取1
Ns=（Vo+Vf1）Kns 取大整数其中：Vf1 为输出二极管的正向压降
取硅二极管的正向压降为 0.7V，肖特基二极管正向压降为0.4V
15. 选取初级层数d：
为减小漏感，初级层数一般取 d=2，在计算过程中也保证1<d<2，否则要用包裹次级的绕法
16. 计算次级绕组匝数Np：
O f 1
or
p S V V
N N V
+
= • 取大整数
17. 计算每伏匝数：在多路输出时需要计算此值，便于计算其他几路的匝数
1 1
0
O f
S
V V
n N
+
= 其中：Ns 为此路匝数，Vo1 为此路输出电压，Vf1 为此路整流管导通压降
18. 计算其他各路输出的匝数：在多路输出时需要计算出每路输出的匝数
( ) Si 0 Oi fi N = n V +V
19. 计算反馈绕组匝数Nf：Vfb 为反馈绕组需要的输出电压，Vf2 为反馈回路整流二极管的正向压降
1
2
O f
fb f
f S V V
V V
N N
+
+
= •
20. 计算有效骨架宽度be（mm）：骨架宽度为b，安全边距M
be=d（b-2M）
对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V 交流固定输入，M=3mm
对于100V/115V 交流固定输入，M=1.5mm
使用三重绝缘线时，M=0
计算初级导线的外径（带绝缘层）Dpm： Dpm=be/Np
21. 计算并验证初级导线的电流密度J：J=（4～10）A/mm2
2 2 2
1.28
25.4
1000
4
1.27
1980
pm
rms
rms
pm D
I
I
D
J =
⎟⎠
⎞
⎜⎝
• ⎛
=
π
若 J>10A/mm2，应选较粗的导线并配较大尺寸的磁芯和骨架，以使J<10A/mm2
若J<4A/mm2，宜选用较细的导线和较小的磁芯骨架，以使J>4A/mm2，也可适当增加Np 的匝数
若符合 4A/mm2<J<10A/mm2，则在线规表中选用接近的较大直径线规
22. 计算并验证磁芯中的最大磁通密度Bm：
p j
p p
N S
I L
J
100
=
若 Bm>0.3T，则需增加磁芯的很截面积或增加初级匝数，使Bm 在0.2～0.3T 之间
若 Bm<0.2T，就应选择尺寸较小的磁芯或者减小Np 值
23. 计算磁芯的气隙宽度t：单位mm，不留间隙时的等效电感Al=2.4uH/匝匝
⎟ ⎟
⎠
⎞
⎜ ⎜
⎝
⎛
= −
p l
p
j L A
N
t S
1000
1
1000
40
2
π
气隙应加在磁芯的磁路中心处，且大于 0.051mm，若小于此值，需增大磁芯尺寸或增加Np
气隙在0.2～0.4 之间最佳，气隙过大会使漏感增加，造成开关管漏极上的尖峰电压VL 过高
试制时可逐渐增大气隙，安装上线圈测初级电感和漏感，漏感要小于 3%Lp，达到要求后定型
24. 计算留有气隙时磁芯的等效电感Alg：单位uH/ 匝匝
lg 2
p
p
N
L
A =
25. 确定次级参数：这是对单路输出的计算
次级峰值电流： p
S
p
sp p I
N
N
I = nI = •
次级有效电流： ⎟
⎟
⎠
⎞
⎜ ⎜
⎝
⎛
= − • − +1
3
(1 )
2
max rp
rp
srms SP K
K
I I D
输出滤波电容上的纹波电流： 2 2
r1 srms O I = I − I
次级导线最小直径：
J
I
J
D I srms srms
sm 1.13
1000
1980 2.54
1.27
4 = • • =
π
其中：J=5.18A/mm2
当Dsm>0.4mm 时，应采用0.4mm 双线并绕。双线并绕可改善趋肤效应，减小漏感。
次级导线最大外径（带绝缘层）为：
S
sm N
D b 2M
max
−
=
对于多路输出时，也依照上面参数和公式分别计算出每路的峰值电流、有效电流、线径
26. 计算次级整流管的最高反向峰值电压：对多路输出要算出每路的整流管反向峰值电压
p
S
brs O i N
V = V +V • N max
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